Hej... Jeg roder lidt med og bygge en diy curve tracer.
Den er Windows baseret og programmet kører lige pt i Python, og er i gang med en større omgang debugging, når jeg er rimelig tilfreds bliver det kompileret til exe.
Tracer benytter en Rigol dp82a som hoved forsyning.
Tracer kan teste mosfet, bipolare, jfet, darlington, zener dioder, spændings referencer, og led.
Er der nogle Rigol brugere her så vil jeg gerne dele softwaren når det hele spiller, menuerne er på let forståelig dansk .
Udvidelser er også igang, jeg har forsøgt mig med opvarmet test platform via labjack og temperatur følere.. differential målinger over shunt modstande , og svage base modstande.. softwaren accepterer også data fra min agilent 34410a 6.5dmm... andre kan tilføjes, så kan der måles meget svage base strømme og svage gate spændinger på mosfets.. jeg kan desværre ikke vedhæfte screenshots af softwaren her.. øv øv.. har lige pt testet en lille stak 2sa1216 ved 1.5 ampere.. de små hånd testere er ubrugelige i sådanne tilfælde.. thomas
Billed 1 er opstarts menu.. der mangler elementer..jeg får bedre screenshots
Billed 2 viser indstillingerne og graf vinduet
Billede 3 er et eksempel på koblings menuen.. prøvede og gøre det enkelt og sikkert at forbinde de forskellige transistorer
Her er filen når man som jeg har kørt nogle sweep med 2sa1216, kan bede om, nogle nøgle tal og lidt analyse.. noget tyder på min test opsætning benytter for lille kvadrat ledninger ved testens strømstyrke.
Testen er konstant konstant spænding og strøm til kollektor ..og basen køres fra 0.6v til 15v over 100r modstand .. problemet er Idealitetsfaktor... Den indre modstand i transistor, programmet forholder sig til hele kredsløbet, testopstilling ledninger inklusive, så er sweep der kræver seriøse strømstyrker kræver seriøse ledninger.. en 2sa1216 burde udvise egen resistans i milliohm, I mætning
NØGLETAL – 2sa1216
Alt herunder er udledt af den sweep du allerede har kørt. Metoderne bygger på hældninger og regression, så konstante fejl i forsyningens aflæsning falder ud af regnestykket.
### 2sa1216.4 (denne måling)
* hFE ved 319 mA: 10 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 669 mA: 10 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 1150 mA: 11 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* V_BE ved 319 mA: 0.7851 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 669 mA: 1.2149 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 1150 mA: 1.7529 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* Idealitetsfaktor n: 7.36 (Ideel ≈ 1,0; vejledende (V_BE er udledt) – usædvanlig høj – værd at undersøge)
* gm ved 669 mA: 0.84 S (Teori uden serieresistans: 25.88 S)
* Serieresistans R_s: 1152 mΩ (Emitter + dine ledninger. Forklarer hvorfor gm er lavere end teorien)
* Lækstrøm (ved start): 3.100 mA (I_C/I_D ved laveste styrespænding)
* Maksimal strøm: 1256.6 mA (Højeste punkt i sweepet)
### 2sa1216.3
* hFE ved 332 mA: 10 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 697 mA: 11 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 1199 mA: 12 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* V_BE ved 332 mA: 0.7983 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 697 mA: 1.2229 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 1199 mA: 1.7146 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* Idealitetsfaktor n: 7.72 (Ideel ≈ 1,0; vejledende (V_BE er udledt) – usædvanlig høj – værd at undersøge)
* gm ved 697 mA: 0.98 S (Teori uden serieresistans: 26.98 S)
* Serieresistans R_s: 986 mΩ (Emitter + dine ledninger. Forklarer hvorfor gm er lavere end teorien)
* Lækstrøm (ved start): 3.200 mA (I_C/I_D ved laveste styrespænding)
* Maksimal strøm: 1308.9 mA (Højeste punkt i sweepet)
### 2sa1216.2
* hFE ved 336 mA: 10 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 705 mA: 11 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 1214 mA: 12 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* V_BE ved 336 mA: 0.7911 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 705 mA: 1.2469 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 1214 mA: 1.7407 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* Idealitetsfaktor n: 8.38 (Ideel ≈ 1,0; vejledende (V_BE er udledt) – usædvanlig høj – værd at undersøge)
* gm ved 705 mA: 0.94 S (Teori uden serieresistans: 27.28 S)
* Serieresistans R_s: 1033 mΩ (Emitter + dine ledninger. Forklarer hvorfor gm er lavere end teorien)
* Lækstrøm (ved start): 3.400 mA (I_C/I_D ved laveste styrespænding)
* Maksimal strøm: 1326.8 mA (Højeste punkt i sweepet)
### 2sa1216.1
* hFE ved 342 mA: 10 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 720 mA: 11 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* hFE ved 1250 mA: 13 (Af hældningen – uafhængig af V_BE og offset)
* V_BE ved 342 mA: 0.8012 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 720 mA: 1.2952 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* V_BE ved 1250 mA: 1.8953 V (Udledt: V_B – I_B*R_B. Matchingparameter)
* Idealitetsfaktor n: 8.21 (Ideel ≈ 1,0; vejledende (V_BE er udledt) – usædvanlig høj – værd at undersøge)
* gm ved 720 mA: 0.83 S (Teori uden serieresistans: 27.87 S)
* Serieresistans R_s: 1168 mΩ (Emitter + dine ledninger. Forklarer hvorfor gm er lavere end teorien)
* Lækstrøm (ved start): 3.600 mA (I_C/I_D ved laveste styrespænding)
* Maksimal strøm: 1370.5 mA (Højeste punkt i sweepet)
Så kommer der nyt legetøj.. denne Rohde & Schwarz NGPS skal være driveren i curve tracer.. baser og gates.. bemærk lige dens præcision, synes det er ret imponerende for sådan en gammel dame, og hvem har råd til og fise ud og købe en keithley 2400 source meter eller lignende.
Bemærk også lige de enorme dacs..
* Kanaler: 2 helt uafhængige og isolerede kanaler (Kanal A og B).
* Spændingsområder:
* Lavt område (Low): Fra -16,3835 V til +16,3835 V.
* Højt område (High): Fra -40,00 V til +40,00 V.
* Maksimal strømstyrke: 100 mA pr. kanal (sikring slår fra ved ca. 130 mA).
* Opløsning: Kan finjusteres i trin på 0,5 mV (i lavt område) og 2 mV (i højt område).
* Nøjagtighed: Afvigelse på kun ±2 mV (lavt område) / ±4 mV (højt område).
* Skærm: 6-cifret digitalt display (viser én kanal ad gangen med plus/minus-tegn).
* Brum og støj: Meget lav støj på under 500 µV (Low) / 2 mV (High) op til 1 MHz.
* Hurtighed (Einschwingzeit): Reagerer ekstremt hurtigt på ændringer (under 700 mikrosekund)
Lidt flere forsøg med min DIY curve tracer. Jeg har målt en 2SA1216 med fast styrespænding på hvert sweep, mens kollektorspændingen sweeper fra 0,5 V til 30 V. Ideelt set burde kurverne være snorlige, men alt er et kompromis – den leder en smule mere strøm ved højere kollektorspænding. Jeg har beregnet Early-spændingen til 72 V (jo højere, jo bedre). Udgangsmodstanden (r_out) er landet på 101 Ω, hvilket er forholdet mellem ændringen i spænding og strøm. Knæspændingen, hvor transistoren for alvor begynder at opføre sig pænt og lineært, ligger omkring 23 V. Det er rart at vide, hvis man skulle få mod på at bygge en forstærker. Men jeg sidder med en udfordring: 9,4 mA på basen giver 1 A på kollektoren, hvilket giver en hFE på 108. Det undrer mig, da 'Y'-graden af Sanken 2SA1216 maksimalt burde have en hFE på 100. Enten er mine målinger skæve, eller også er komponenten ikke helt, hvad den udgiver sig for at være... Nå, tilbage til tegnebrættet og få tjekket setup'et igen.
sjov med base modstande..
fast styrespænding på 0.88v og kollektor fra 0.5 til 30v.
base modstande er fra 10 til 40 ohm i 1 ohm interval.. så er det dælme rart med en dekade boks.
igen en kompromis situation, lille base stift drive, eller højere base mindre stift drive men betydeligt mere lineær opførsel, early spænding er bedst ved de 40 ohm, 85 volt, ved 10 ohm var den nede på 26 volt, betydelig forskel, værd at tænke over i feks audio, jeg har altid tænkt på og få maksimal stivhed fra driver transistor til output transistor, det reviderer min begrænsede viden en del... knæspændingen er uændret på trods af varierende baser..
Lidt nyt 😊
En temperaturstyret testfixtur er ved at være færdig. Målet er at kunne styre temperaturen rimeligt præcist op til ca. 60 °C, så jeg kan simulere realistiske temperaturforhold under curve tracer-målingerne.
Jeg er pt. ved at karakterisere NTC-følerne ved at måle temperatur kontra modstand og efterfølgende beregne Steinhart-Hart-koefficienterne.
Varmelegemerne er effektmodstande, og en blæser sørger for aktiv køling. Jeg har to temperaturfølere – en på DUT'en og en stud-mount på selve aluminiumblokken. Temperaturstyringen bliver lavet med simpel PWM og en PID-controller i Python.
Når det hele spiller, skulle det gerne give en stabil og reproducerbar temperatur under målingerne.
Jamen tak for opmuntringen, og det går begge veje, jeg har set adskillige af dine videoer, og lært en del den vej.
Det startede egentlig med jeg skulle bruge 4 mosfet til en klasse a forstærker, lavede den klassiske vgs måling, og tænkte, der må være betydelig flere faktorer en et enkelt tal, også tog projektet fart.
Testeren kan sammenligne transistorer ret præcist nu, på flere parametre, men der er gået lidt sport i nøjagtigheden.
Fra a til b interiserer mig ikke, det er vejen derhen der er spændende.
Lidt opdatering... For at undgå, at det hele ender i et totalt kaos af løse komponenter på bordet, kom jeg til at 'låne' konens nye spækbræt permanent som base for LabJack og testfiktur. (Lad os håbe hun ikke læser med her! 🤫)
NTC-sensorerne er blevet pint igennem 34 punkter mod en Testo, så nu mangler der bare den obligatoriske omgang ledningskaos, der altid ender med at ligne en spaghetti-massakre.
Der er desuden kommet heftige bananbøsninger på til transistorerne, så man kan vende polariteten hurtigt og smertefrit. Næste store udfordring bliver at få softwaren til at tæmme varme og blæser – termodynamik er som bekendt en stædig modstander, når man vil have præcision, så der er udsigt til en rigelig mængde trial and error (og måske en lille smule banden).
Så inden længe kan man matche transistorer, imens man lige skærer et stykke rugbrød til madpakken på det nye multifunktionelle værksteds-køkken!
De der ntc er skrottet, deres værdier væltede rundt uden en logik tilstede, så nu er der købt pt1000 klasse a som er væsentlig mere velopdragen og lineær, der er lavet lidt software også, som primært skal sørge for at hver eneste måling har den samme forudsætning temperatur mæssigt, så de to pt1000 og softwaren kigger på hvor stor difference er mellem læsning, er læsning lille og konstant så kan måling begynde, så tolker algoritmen at køleplade og DUT har opnået termisk equibrilium...
Mens jeg venter på GPIB-adapteren og de pt1000 sensorer har jeg karakteriseret NGPS'en i hånden — tastet sætpunkter ind på frontpanelet og læst resultatet af på en 34410A. Det er langsomt, men man lærer overraskende meget af at sidde og stirre på seks cifre.
Instrumentet er en 16-bit bipolær DAC: 65.536 trin à 0,5 mV, fordelt over -16,3835 til +16,3835 V. Det er pr. kanal, og der er to kanaler.
Den positive side opfører sig pænt. Gain-fejl 200 ppm, offset 0,2 mV, og lægger man en ret linje gennem punkterne er der 0,57 mV RMS tilbage.
Den negative side var en anden fornøjelse. Gain-fejl 5800 ppm — niogtyve gange værre. Ved -5 V giver det 27 mV fejl, altså dårligere end den Rigol den skal afløse. Man tænker sit. Men når gain og offset er trukket fra, ligger der 0,55 mV RMS tilbage — praktisk talt det samme som på den positive side. Den er altså ikke mindre lineær, den er bare skaleret forkert, og det er den nemmeste slags fejl at komme udenom.
For at være helt klar: der er ikke korrigeret noget endnu. Jeg har regnet gain og offset ud af målingerne, og de to tal kan bruges baglæns i softwaren — vil man have -16,00 V, siger modellen at der skal sættes -15,9099. Da jeg prøvede det i hånden viste det sig at kræve -15,9100. Så modellen holder.
Det sjoveste var jagten på bit-overgangene. Et R-2R-net har sine største fejl hvor de store bits skifter, så jeg målte på begge sider af hver:
bit 15 (8,192 V) +5,70 mV spring
bit 12 (1,024 V) +2,38 mV
bit 13 (2,048 V) +1,20 mV
bit 14 (4,096 V) +0,80 mV
Bemærk at det ikke følger bitvægten — bit 14 er renere end bit 12. Det peger på individuelle modstandstolerancer snarere end noget systematisk. Efter en times opvarmning havde springene flyttet sig under 0,1 mV, så de er strukturelle og ikke termiske. Fyrre år gammel og stadig konsekvent i sine fejl.
De spring er hele grunden til at gain og offset ikke rækker. En ret linje kan ikke beskrive et trin.
Planen er derfor at lade softwaren skanne forsyningen igennem i samarbejde med Agilent'en: sæt en spænding, læs hvad der faktisk kommer ud, gem parret, videre til næste. 100 mV intervaller over hele området, plus ekstra tætte punkter omkring hver bit-overgang hvor springene sidder. Det giver et kort over gain-forløbet som der så kan interpoleres i. Cirka tyve minutter for begge kanaler.
Og nej, vi skanner ikke i 1 mV intervaller. Alle 65.536 trin ville tage seksogtredive timer pr. kanal og mest registrere DMM'ets egen støj — ikke-lineariteten er specificeret til 700 uV, så de fleste af de målinger ville være spildt.
Når kortet er lavet, kan man indtaste absolutte tal og faktisk få dem. Beder man om 1,500 V, slår softwaren op i tabellen, finder det sætpunkt der giver netop det, og DMM'et bekræfter 1,500 V. I stedet for hvad DAC'en tilfældigvis lander på.
En detalje jeg holder af: sætter man en værdi inden for ét LSB af en overgang, begynder aflæsningen at vandre. DAC'en sidder og vipper mellem to koder og kan ikke bestemme sig. 1,0235 V kravlede stille opad, 1,0230 V stod som et bjerg. Godt at vide når man vælger kalibreringspunkter.
Jeg har ingen planer om at skrue på noget inde i kassen. Der findes ingen diagrammer, og det hele kan håndteres i software alligevel.
Kvantiseringen er gulvet: et halvt LSB, 0,25 mV. Fysikken lader sig ikke overtale. Til gengæld er det tres gange tættere end den forsyning den erstatter, så jeg klager ikke.
godt nok sjovere når man går totalt meget op i det man bygger,
dette her er du faktisk med til at sætte lidt focus på,
nu du poster en masse tekniske detaljer af forløbet,
håber vi får mange flere bygge og forklar så detaljeret som man hver i sær orker eller gider :-)
der skal helt klart være plads til alle, nogle klasker sager sammen, blinker det nogenlunde rigtigt er man nok færdig.. men det er langt fra hvad du laver :-) og det underholder mig..
Hejsa navnebror.. ja det er nok lettere nørdet, det skal jeg ikke lægge skjul på. Min kone har for længst opgivet at spørge hvad jeg laver derude.
Men der er en pointe i galskaben. Enhver kan bygge noget bedre end det jeg roder med — det kræver ét besøg i banken og et lån nord for hundrede tusinde. Køb en SMU, køb certificerede digitale forsyninger, ring til en CNC-mand og få fræset en fikstur i tolerancer man ikke kan udtale, og send hele molevitten til kalibrering en gang om året. Resultatet ville være fremragende, og jeg ville have lært præcis ingenting ud over hvordan man udfylder en indkøbsordre.
Det interessante er den modsatte øvelse: at tage en bunke fyrre år gammelt skrammel og lokke det til at spytte tal ud der ligger og snuser til udstyr til tredive gange prisen. Finde ud af hvad der er galt. Finde den snedige vej udenom. Det er dér det sjove ligger — og det er jo i grunden det du selv laver på kanalen, bare med loddekolbe frem for millivolt.
Forskellen på en købt løsning og den her er ikke sluttallet. Det er at jeg ved præcis hvor hver eneste millivolt fejl kommer fra, fordi jeg selv har måttet finde dem — som regel på et urimeligt tidspunkt af døgnet, og som regel efter at have været overbevist om at problemet var noget helt andet.
Rigolen viste sig at have 8,5 mV offset og 14,5 milliohm ledningstab. Begge fundet, begge målt mod en reference, begge væk. NGPS'en har en gain-fejl og nogle bit-spring. Samme behandling er på vej.
Og de termistorer jeg så kærligt karakteriserede over femogtredive målepunkter — dem skilte jeg til sidst ad, og fandt at følerelementet svævede frit inde i epoxyen uden at røre metallet overhovedet. De havde målt støbemasse. Langsomt, og med stor selvtillid.
Den sved lidt. Men den havde intet kalibreringscertifikat i verden fanget...
Så ankom min gpib converter langt om længe.. i ventetiden lavede jeg en lille Stump software som næææsten kunne snakke med strømforsyningen, nå men den her stump software kører hele psu igennem i faste steps og med 3 gange oversampling pr målepunkt,alt dette måles automatisk af en agilent 34410a og kæmpede lidt med og få autoranging til og skifte korrekt.. det er jo tosset og skanne i 100v range i de lave niveauer opløsningen bliver forfærdelig.. nå men det spiller nu.. målingerne er ikke kørt. Det gør jeg imorgen, så må vi se hvor lineær psu er, hvor meget drift, og dc offset osv... Mere følger.... Ps der er 16 bit, så der er over 65000 steps, men snupper 50mv , ellers drukner jeg i støj. ..
Så kom der lidt data... Kanal b er umiddelbart noget bedre end kanal a.. jeg må tilstå jeg i afmagt kom til og rode med nogle 20 turns trimmere på Kanal a.... Nok dumt set i de datas lys
Gain, positiv +201 ppm +58 ppm
Gain, negativ +197 ppm +30 ppm
Offset, positiv +0,670 mV +0,827 mV
Offset, negativ +2,440 mV +0,363 mV
Linearitet RMS, positiv 1,126 mV 1,024 mV
Linearitet RMS, negativ 1,155 mV 1,032 mV
Maks. afvigelse, positiv 2,118 mV 1,885 mV
Maks. afvigelse, negativ 2,289 mV 1,882 mV
Nuldrift, positiv −0,027 mV +0,275 mV
Nuldrift, negativ −0,042 mV −0,007 mV
Bit-15-spring, positiv 3,75 mV 2,02 mV
Bit-15-spring, negativ 3,85 mV 2,06 mV
Efter korrektion – middelfejl 0,127 mV 0,120 mV
Efter korrektion – maks. fejl 0,249 mV 0,250 mV
Lidt mere opdatering... Så kom MAX31865-konverterne endelig. Med 15-bit er opløsningen ganske fin, men jeg havde bestilt dem til PT1000-prober (1k ohm ved 0 grader). Proberne, jeg fik, var bare PT100 – altså en faktor 10 ved siden af. Da jeg absolut ikke gad bøvle med returnering, røg loddekolben i stikkontakten i stedet.
Normalt hedder det 4k3 til PT1000 og 430r til PT100. Men lidt hovedregning fik mig på andre tanker: 430r er lavet til at måle hele spektret op til 360+ grader, og jeg skal jo bare bruge feltet fra stuetemperatur til 65 grader. En 200r passer derfor langt bedre og sætter turbo på opløsningen. Da referencen afgør præcisionen, skal den være i orden, og heldigvis lå der en lille stak 100r fra Rhopoint i skuffen – 0,01% og dælme kun 5 ppm drift. To i serie på det mikroskopiske SMD-footprint, og så kør' det.
Nu skal skidtet bare lære at tale med LabJack... Og ja, der er lidt kabelrod. Fingrene er ærlig talt heller ikke til delikat finmekanik; de egner sig vist bedre til at skifte stelledning på et gammelt Esab-æg! 🫣
Øhmm.. labjack rendte tør for digitale in-out porte... Der er ganske få med skrue terminaler resten sidder i et db37 stik til breakout board, dette kan købes men stikker bagud og fylder, punkt to jeg er nærig.. og vigtigste punkt.. en fattigrøv . Så det blev veroboard... Så ekstra in-outs nu. , glæder mig til og se om skidtet virker..
En lille opdatering mere, nu har jeg i nogle dage efterhånden forsøgt og få de s.... Max31865 boards til og sende data, et board af gangen duer, begge nej, jeg hævede begge cs pinde med 10k , ligemeget hjalp det, så tog jeg alt fra hinanden igen, rensede Boards, og så rykkede jeg selvfølgelig de fine printbaner i stykker, man kan lige så godt gøre det ordentligt fra starten af ikke... Nå men efter lidt banderi og surmulen satte jeg mig ind til labjack igen og kiggede på den. Så slog det mig hvor dum jeg har været, der er sgu da to konstant strøms kilder på den , og fire analoge indgange, endda i16 bit, tænke tænke... 200ua konstant strøm igennem 200r reference, ned på analog 0, videre til pt100a, videre til pt100b, og et midter udtag til analog 1, fra pt100b ned på signal jord... . lidt programmering, og skidtet virker perfekt, og bedre, plus betydeligt mindre kabelrod.. så lærte man det.. som det ses roder det rimelig meget, det var med de max31865, bølgerne gik lidt højt🫣
Hov jeg glemte noget, de to pt100 prober måler ikke heeeelt ens , der er en Delta på 0.13 cirka. Planen er at bruge min testo temperatur måler som reference mod de to pt100, det kan let gøres med 10-20 målepunkter i det niveau de skal arbejde, 18-65 grader, så korrigerer softwaren proberne ind efter referencen... Målet er jo ikke absolutte og ubestridelige værdier, målet er repeterbarhed , igen og igen, hvorfor skyde gråspurve med kanonkugler ikke? Alt under 0.5 graders variation vil ikke resultere i søvnløse nætter her.. når det så er gjort, så kan der endelig måles halvledere som er udsat for realistiske drift forhold, tænker en logning af samme transistor fra 18 til 65 grader i måske 10 sweeps kunne være sjov og lærerig og se, hvad sker der reelt når temperaturen stiger, det kan jeg så se i real tid, og måle dette.. nørdet? Overhovedet ikke👍🤓
541 målinger og korrektion gav dette.... det er okay tal i min verden...D:\Users\thomas\Documents\curves>py -B pt100_labjack.py 200
Reference: 200.000 ohm midling: 10 aflaesninger
Stroemkilde (fabrikskalibreret): 199.9456 uA
Offset paa Plade: +0.2890 C (maalt 09-09, spredning 0,052 C)
Raa spaendinger:
AIN0 (top): 83.38003 mV
AIN1 (mid): 43.44441 mV
AIN2 (lav): 21.73507 mV
over reference: 39.93561 mV
over Plade: 21.70934 mV
over DUT: 21.73507 mV
heraf stroem: 199.678 uA (forventet ca. 199.9)
1: Plade 22.6789 C DUT 22.7219 C (108.722 / 108.851 ohm)
2: Plade 22.7162 C DUT 22.7480 C (108.736 / 108.861 ohm)
3: Plade 22.7249 C DUT 22.7424 C (108.740 / 108.859 ohm)
4: Plade 22.6725 C DUT 22.7461 C (108.719 / 108.860 ohm)
5: Plade 22.6521 C DUT 22.7215 C (108.711 / 108.850 ohm)
Plade middel 22.6889 C spredning 0.0728 C
DUT middel 22.7360 C spredning 0.0264 C
delta middel -0.0470 C spredning 0.0560 C
Lidt nyt fra halvleder verdenen..
Varmen til test fiksturen bliver laaaaangsom Pwm, duty Cycle nærmere bestemt.. 1 sekund tændt, 9 sekunder slukket giver 10% 2 sekunder tændt 8 slukket osv osv.... Mit første mosfet board som skulle styre duty cycle var med bc337 som predriver til mosfet irfz44n, men i første test gav dette støj, efter lidt roden, blev fejlen fundet, labjack og duty Cycle styring hang nu sammen på gnd, derfra kom støjen i d i de følsomme analoge indgange som kører i højeste gain, løsningen blev galvanisk adskillelse med en cny17-3 foto transistor, boardet er lavet og fungerer som det skal. Nul støj mere, billede viser første test kørsel med 100 procent duty Cycle, dvs cirka 73 watt afsat i test fiksturen, nu skal der laves en del kørsler med varierende duty cycles, opsamles data og beregnes en nøjagtig pid styring...
Opdatering igen..
Pid fungerer nogenlunde som den skal den er lidt bøvl med ambient temperatur og den naturlige konvektion, så der skal monteres e tredie pt100 føler som leverer rum temperatur data , så er der hastigheden, den benytter simpelthen 47 minutter om og stabilisere sig på 60 grader, dvs at når jeg har testet en stak transistorer igennem, så er de muligvis blevet obsolete i mellemtiden 🫣, så tilbage til tegnebrættet, pid kan være aggressiv i duty Cycle, komme hurtigt op på set punkt, prisen er en masse overshoot, altså, præcision ryger, den nye ide er tofaset... Fuld duty Cycle til 90 procent af det temperatur, ogwå lade Pwm blæser blødt nedbremse temperatur stigningen og lade pid integrator overtage styringen igen... Ja det lyder næsten latterligt kompliceret for og holde en præcis temperatur, altså 0.1 eller bedre, temperatur er dælme noget uregerligt noget og prøve og styre... Så flere temp sensorer. Flere mosfets til styring, og betydelig flere test og masser af kode... Nå men på den igen..
Er det en sand PID skal du jo bare øge D værdien.
Det er jo tilsyneladende en førsteordens funktion med et varmelegeme og en termisk masse.
Hilsen
frank
Hej Frank.
Regulatoren sad og slukkede og tændte 73 watt med stor overbevisning, som svar på noget der ikke var der.. ....det er hvad 0,05 graders støj bliver til når man differentierer den.
Den bliver for følsom.
Hej Thomas, det gør sådan set ikke noget at der er støj på din tilbagemelding så længe middelværdien er korrekt. At din regulator tænder og slukker med korte intervaller tyder kun på en hurtig gennemløbstid for din reguleringssløjfe, det er kun et elektrisk problem hvis du bruger et relæ til at styre varmelegemerne.
Så vidt jeg kan se på dit billede har du varmemodstandene siddende i siden på en stor køleplade med en betragtelig termisk masse og din termoføler siddende i midten, det giver et problem fordi "eftervarmen" fra siden af kølepladen vil fortsætte med at øge din måling selv efter at du har slukket for effekten. Det svarer til en integration af din tilbagemelding som er et absolut no-go i en reguleringssløjfe. Populært sagt skal den langsomste komponent være din regulator ellers svarer det til at trække en bil i en konstant hastighed med en elastik
Løsningen kan være at sætte din effekt ned, flytte termoføleren helt tæt på dine modstande eller gøre din regulator meget langsommere med en lang indsvingningstid til følge.
Hilsen
Frank
hej.. længe siden, og undskyld for det... jeg har fiflet løs med det eksistrende setup og løsningen udover en masse justeringer , blev en tredie sensor, en ekstra pt100 som måler rum temperatur og benytter disse data..bruger flade ser således ud , jeg kører betydlige hårdere på duty cycle og tiden en cirka 4 gange hurtigere en d tidligere, præcision er også fornuftig, det viste sig svært at tilføre ekstra energi via transistor under sweep,
